漿液測量的關鍵在于有效克服漿液噪聲的影響。而根據(jù)漿液噪聲的 1 /f特性及國外研究結論，可以采用高頻勵磁或雙頻勵磁來有效降低漿液噪聲的影響，進而從信號處理上進一步削弱漿液噪聲，提高測量精度。為此，電磁流量計的勵磁控制和信號處理至關重要。本文在現(xiàn)有的信號處理方法［13-14］和勵磁控制研究［15-16］的基礎上，提出有效的漿液信號處理方法，并以 TI公司 DSP芯片 TMS320F2812 (以下簡稱 F2812)為核心，研制漿液型電磁流量計。 

系統(tǒng)硬件研制

   2． 

   1硬件方案

   本系統(tǒng)主要包括勵磁驅動模塊、信號調理采集模塊、信號處理控制模塊、人機接口模塊、通訊模塊及電源管理模塊，其硬件框圖如圖 1所示。

圖 1系統(tǒng)硬件Fig．1 System hardware block diagram

由 F2812產生特定時序的勵磁控制信號控制勵磁驅動模塊工作。勵磁驅動模塊向電磁流量計勵磁線圈提供特定時序的勵磁電流，建立特定形式的交變磁場。勵磁電流同時由檢流電路檢測并由 A/D轉換電路轉換以送給信號處理控制模塊。電磁流量計感應輸出信號 ( SIG)由信號調理采集模塊調理并進行 A/D轉換。A/D轉換結果再送給信號處理控制模塊，由 DSP進行信號處理以獲取流量信號。人機接口模塊用于人機交互操作。通訊模塊用于上位機遠程監(jiān)控。

   2． 2勵磁驅動模塊

    由于漿液噪聲幅值與頻率之間成 1 /f特性，因此，本系統(tǒng)采用高頻方波勵磁控制方案，以提高傳感器輸出信號的基頻，從而在漿液測量時有效降低漿液噪聲影響，提高信噪比。勵磁驅動模塊主要由恒流源電路、勵磁控制電路、檢流電路和 A/D轉換電路組成，具體采用文獻

［15］中的技術方案。恒流源電路向勵磁線圈提供恒定的穩(wěn)態(tài)勵磁電流，勵磁控制電路用于切換勵磁電流的方向以實現(xiàn)方波勵磁。由于隨工作環(huán)境的變化和時間的推移，勵磁驅動模塊參數(shù)及電磁流量計勵磁線圈參數(shù)可能會發(fā)生變化，進而導致勵磁電流變化，使得測量結果發(fā)生偏差。為此，勵磁驅動模塊設置了檢流電路以檢測勵磁電流，并由 A/D轉換電路進行 A/D轉換以傳送給 DSP進行處理結果的電流修正。由于電磁流量計工作時，勵磁電流高達數(shù)百毫安，而勵磁線圈又為感性負載，采用 DC /DC器件或類似 PWM控制原理反饋控制構建的恒流源電路會使勵磁電流響應速度較慢，從而在高頻勵磁時勵磁電流在勵磁半周期內無法達到穩(wěn)態(tài)，引起較大的測量誤差。因此，采用高功率線性電源搭建恒流源電路并采用高壓源供電，以使勵磁電流在方向切換時能很快達到穩(wěn)態(tài)，進而保證高頻勵磁時信號穩(wěn)定性。恒流源電路原理圖如圖 2所示。R1采用精密電阻，通過調整該電阻值即可獲得期望的穩(wěn)態(tài)勵磁電流。供電電壓 VCC為 36 V。

圖 2恒流源電路原理Fig． 2 Schematic diagram of the constant current source circuit

由于采用方波勵磁方案，因而系統(tǒng)的勵磁控制電路主要由H橋及其驅動控制電路構成，實現(xiàn)勵磁線圈中電流的方波切換。H橋高端接恒流源，低端通過低阻值的

檢流電阻接地，中間接勵磁線圈。由于勵磁切換時感性負載會導致 H橋高端電壓的大幅波動。因而，H橋高端橋臂采用 PNP達林頓管以方便通過電流來進行控制。H橋低端橋臂采用 NMOS管，由于其柵極電流可以忽略不計，進而可保證 H橋低端與地之間的檢流電阻能準確檢測勵磁電流。H橋各橋臂均反接保護二極管，且采用對臂聯(lián)動控制方式以實現(xiàn)高頻或雙頻方波勵磁時勵磁線圈中電流完全流過檢流電阻。H橋高端對地并接限幅保護二極管。勵磁控制時，由 F2812發(fā)出勵磁控制信號，實現(xiàn)方波勵磁。

檢流電路主要由 H橋低端與地之間的檢流電阻、儀用運放及低通濾波電路組成，用于檢測勵磁電流。檢流電阻選用 1 Ω精密電阻。儀用運放與濾波電路主要用于對檢流電阻上的電壓進行放大濾波供 ADC進行 A/D轉換。

由于勵磁電流用于信號處理中的流量修正，而流量測量精度要求較高，因此，A/D轉換電路中選用 24位高精度 Σ-△型串口 A/D轉換器，采樣率定為 4 800 Hz。

   2． 3信號調理采集模塊

   信號調理采集模塊主要由前置差分放大電路、偏置調整電路、低通濾波電路及 A/D轉換電路組成。前置差分放大電路用于實現(xiàn)阻抗匹配、信號放大并消除信號中的共模干擾。由于電磁流量計輸出阻抗高達幾百千歐，信號微弱且易受外界干擾，因此，采用低偏置電流高輸入阻抗的運放 TL074搭建前置差分放大電路，放大倍數(shù)設為 11倍。

偏置調整電路用于輸出偏置調整量，提供給前置差分放大電路以將信號調整到線性測量范圍，避免極化噪聲導致信號放大飽和。偏置調整電路由一個 D/A轉換電路和一個減法電路組成。 DAC選用 10位串口型 TLC5615，輸出范圍為0～ 5 V。減法電路將 DAC輸出電壓與2．5 V基準電壓相減，并進行放大從而實現(xiàn)正負雙極性偏置調整。

低通濾波放大電路用于對差分放大后的信號進行濾波消噪，提高信噪比。采用兩個二階低通濾波電路級聯(lián)的方式構建四階低通濾波器，濾波截止頻率設為 2 kHz，每級放大倍數(shù)為 2倍，從而將經(jīng)過偏置調整后的輸出信號再放大 4倍。

由于對信號精度要求較高，此處 A/D轉換電路同樣選用 24位高精度 ADC。

   2． 4信號處理控制模塊

   由于漿液測量的關鍵在于漿液噪聲的去除，其信號處理算法相對于純水等單相介質的測量算法往往較大。因此，系統(tǒng)中采用 TI公司 DSP芯片 TMS320F2812作為

，并外擴一片64KWSRAM作為數(shù)據(jù)存儲器以增強數(shù)據(jù)處理能力。系統(tǒng)信號處理控制模塊功能框圖如圖 3所示。

圖 3信號處理控制模塊功能Fig． 3 Block diagram of the signalprocessing＆ control module 

TMS320F2812內核是一片 32位定點 CPU，最高工作時鐘可達 150 MHz，從而為系統(tǒng)中信號的高速處理和算法的實時實現(xiàn)提供了充分的條件。另外 F2812還擁有豐富的片上外設。本系統(tǒng)中采用事件管理器模塊的 PWM輸出功能控制勵磁驅動模塊工作 ;利用事件管理器捕獲功能判斷 ADC是否轉換完成并以 GPIO口模擬 SPI與 ADC通訊以讀取 ADC的轉換結果 ;采用硬件 SPI模塊向信號采集模塊 DAC輸出偏置量 ;采用 SCIA與上位機通訊; PIE模塊管理全部中斷操作 ;采用 GPIO及中斷模塊處理鍵盤操作 ;并口液晶映射至 F2812的 XINTF0區(qū)，通過總線進行操作;外擴 SRAM用作數(shù)據(jù)存儲器，并映射至 F2812的 XINTF6區(qū);采用看門狗模塊監(jiān)視系統(tǒng)運行，防止死機。F2812的時鐘由 30 MHz有源晶振提供以使 CPU工作在最高速率;另外，采用阻容式復位電路以方便調試時手動復位，程序則通過 JTAG口進行下載和調試。

   2． 

   5人機接口模塊

   由鍵盤及液晶顯示電路組成，方便工業(yè)現(xiàn)場儀表參數(shù)和其它參數(shù)的輸入設置和流速的現(xiàn)場顯示。系統(tǒng)中采用 4個按鍵組合的方式，通過菜單進行儀表參數(shù)設定 ;采用帶背光的點陣式 LCD以將有關系統(tǒng)測量的參數(shù)、單位、提示符、診斷信息等顯示出來。

   2． 6通訊模塊

    采用 F2812片上 SCIA作為通訊端口，采用電平轉換芯片 MAX3221實現(xiàn)3．3 V CMOS邏輯電平與標準 RS232電平之間的轉換，最高通訊速度能達到 250 ×103 bit/s，從而為采集的傳感器輸出數(shù)據(jù)、勵磁電流數(shù)據(jù)及其他測量數(shù)據(jù)和診斷信息的實時傳送提供條件，并方便遠程監(jiān)控。

   2．7電源管理模塊

    為方便使用，系統(tǒng)采用220V市電供電，通過開關電源電路將其變換為系統(tǒng)中所需的直流勵磁電源36V和系統(tǒng)其他部分工作電源±15V。模擬調理部分的±12V電源采用線性電源從±15V直接變換;模擬5V電源由線性電源從+12V變換;DSP系統(tǒng)所需的數(shù)字3．3V和1．8V電源先由DC/DC從+15V變至+5V，再由低壓差雙路輸出線性電源TPS767D301將其變換成3．3V和1．8V。設計中，模擬電源和數(shù)字電源分開設計。系統(tǒng)中同時將TPS767D301的兩個開漏輸出復位引腳與手動復位電路的輸出直接連接并通過電阻上拉，接入至F2812復位輸入引腳，以實現(xiàn)F2812在系統(tǒng)上電和斷電及手動復位時能夠得到有效的復位。

   3系統(tǒng)軟件研制

   3．1信號處理方法

    根據(jù)法拉第電磁感應定律及主要噪聲產生機制，電磁流量計輸出信號形式如式(1)所示。其中，第一項BDv為由流體流速v引起的輸出分量，第二項為由于電極回路與磁力線不平行造成的正交分量，第三項為由于渦流效應導致的同相干擾分量，第四項為工頻干擾，第五項為由于電化學效應導致的極化噪聲、流動噪聲及漿液噪聲等。另外，信號中還存在白噪聲。E=BDv+k1dBdt+k2d2Bdt2+ec+ed(1)式中:只有BDv為反映流體流速的有用信號，而其他分量均為干擾分量。其中，正交干擾和同相干擾可以通過采用方波勵磁的方式并在勵磁穩(wěn)態(tài)進行采樣加以消除。共模工頻干擾項由前置差分放大電路消除。所以，信號處理時主要在于去除差模工頻干擾及電化學效應導致的噪聲。漿液測量時，電化學效應主要引起極化噪聲及固體顆粒劃過電極時的漿液噪聲。極化噪聲引起傳感器輸出信號的基準點漂移、頻率很低，漿液噪聲則表現(xiàn)為電極極化狀態(tài)突然被打破并重新建立極化平衡狀態(tài)而造成信號較大跳變的過程，其與頻率之間呈1/f特性。漿液測量時，如何去除此類噪聲為系統(tǒng)軟件設計的關鍵。針對差模工頻干擾、極化噪聲及白噪聲，由于系統(tǒng)采用方波勵磁，傳感器輸出信號的理想特性也應為方波，所以，系統(tǒng)中采用梳狀帶通濾波器，只讓特定頻率的方波信號通過，從而去除其他頻率分量的噪聲干擾。設系統(tǒng)勵磁頻率為fe(一般不為工頻頻率)，則梳狀帶通濾波器的帶通中心頻率設置為fe、3fe、5fe、7fe等。梳狀帶通濾波器Z域傳遞函數(shù)如式(2)所示。其中，n為濾波器階數(shù)，其值為。H(z)=b×1－z－n1+az－n(2)由于漿液噪聲頻帶范圍較寬，覆蓋整個方波信號的頻帶范圍，且其頻率呈1/f特性，因而，上述梳狀帶通濾波器不能有效克服漿液噪聲的干擾。由式(1)可知，方波勵磁時，流體的流速與傳感器感應輸出方波信號的正負半周幅值差成正比。在信號處理時，需對傳感器輸出信號進行幅值解調，求取其正負半周幅值之差。漿液干擾發(fā)生在不同的勵磁半周期有可能造成對應半周期內的幅值解調結果偏大或偏小，從而引起測量誤差。為此，通過對一段時間長度的漿液流量實驗數(shù)據(jù)各勵磁半周期的幅值解調結果進行統(tǒng)計分析發(fā)現(xiàn)，解調幅值與勵磁半周期數(shù)成近似高斯模型，近似高斯分布示意圖如圖4所示。圖4中，T為無漿液干擾影響的勵磁半周期幅值解調結果，［ab］為誤差帶。超過［ab］誤差帶的幅值解調結果即為漿液干擾引起的幅值偏大或幅值偏小的結果。圖4漿液測量勵磁半周期數(shù)與解調幅值之間近似高斯分布示意Fig．可見，漿液測量時，解調幅值正常的勵磁半周期數(shù)仍然是占絕對大多數(shù)，而漿液干擾引起的幅值偏大和幅值偏小的勵磁半周期數(shù)則近似相等且比較少。因此，幅值解調后，可先對幅值解調結果進行統(tǒng)計分析，即對一段時間內的幅值解調結果進行排序，并取排序結果中幅值居中的一段數(shù)據(jù)的平均值作為反映實際流量大小的幅值結果T。統(tǒng)計分析后再進行信號的遞推重構，以獲取不受漿液干擾影響的每個半勵磁周期的信號。信號重構計算式為:R(k)=2［T(k)+T(k－1)］·(－1)i－3［R(k－2)－R(k－1)］+R(k－3)(3)式中:T為統(tǒng)計排序得到的幅值結果，R為信號重構的結果，R(k)位于勵磁正半周期時，取i=0;R(k)位于勵磁負半周期時，取i=1。信號重構結果序列R中的每點對應半勵磁周期平穩(wěn)態(tài)的信號大小。信號重構后即可再通過梳狀帶通濾波器濾除其他噪聲。t+k2d2Bdt2+ec+ed(1)式中:只有BDv為反映流體流速的有用信號，而其他分量均為干擾分量。其中，正交干擾和同相干擾可以通過采用方波勵磁的方式并在勵磁穩(wěn)態(tài)進行采樣加以消除。共模工頻干擾項由前置差分放大電路消除。所以，信號處理時主要在于去除差模工頻干擾及電化學效應導致的噪聲。漿液測量時，電化學效應主要引起極化噪聲及固體顆粒劃過電極時的漿液噪聲。極化噪聲引起傳感器輸出信號的基準點漂移、頻率很低，漿液噪聲則表現(xiàn)為電極極化狀態(tài)突然被打破并重新建立極化平衡狀態(tài)而造成信號較大跳變的過程，其與頻率之間呈1/f特性。漿液測量時，如何去除此類噪聲為系統(tǒng)軟件設計的關鍵。針對差模工頻干擾、極化噪聲及白噪聲，由于系統(tǒng)采用方波勵磁，傳感器輸出信號的理想特性也應為方波，所以，系統(tǒng)中采用梳狀帶通濾波器，只讓特定頻率的方波信號通過，從而去除其他頻率分量的噪聲干擾。設系統(tǒng)勵磁頻率為fe(一般不為工頻頻率)，則梳狀帶通濾波器的帶通中心頻率設置為fe、3fe、5fe、7fe等。梳狀帶通濾波器Z域傳遞函數(shù)如式(2)所示。其中，n為濾波器階數(shù)，其值為。H(z)=b×1－z－n1+az－n(2)由于漿液噪聲頻帶范圍較寬，覆蓋整個方波信號的頻帶范圍，且其頻率呈1/f特性，因而，上述梳狀帶通濾波器不能有效克服漿液噪聲的干擾。由式(1)可知，方波勵磁時，流體的流速與傳感器感應輸出方波信號的正負半周幅值差成正比。在信號處理時，需對傳感器輸出信號進行幅值解調，求取其正負半周幅值之差。漿液干擾發(fā)生在不同的勵磁半周期有可能造成對應半周期內的幅值解調結果偏大或偏小，從而引起測量誤差。為此，通過對一段時間長度的漿液流量實驗數(shù)據(jù)各勵磁半周期的幅值解調結果進行統(tǒng)計分析發(fā)現(xiàn)，解調幅值與勵磁半周期數(shù)成近似高斯模型，近似高斯分布示意圖如圖4所示。圖4中，T為無漿液干擾影響的勵磁半周期幅值解調結果，［ab］為誤差帶。超過［ab］誤差帶的幅值解調結果即為漿液干擾引起的幅值偏大或幅值偏小的結果。圖4漿液測量勵磁半周期數(shù)與解調幅值之間近似高斯分布示意Fig．可見，漿液測量時，解調幅值正常的勵磁半周期數(shù)仍然是占絕對大多數(shù)，而漿液干擾引起的幅值偏大和幅值偏小的勵磁半周期數(shù)則近似相等且比較少。因此，幅值解調后，可先對幅值解調結果進行統(tǒng)計分析，即對一段時間內的幅值解調結果進行排序，并取排序結果中幅值居中的一段數(shù)據(jù)的平均值作為反映實際流量大小的幅值結果T。統(tǒng)計分析后再進行信號的遞推重構，以獲取不受漿液干擾影響的每個半勵磁周期的信號。信號重構計算式為:R(k)=2［T(k)+T(k－1)］·(－1)i－3［R(k－2)－R(k－1)］+R(k－3)(3)式中:T為統(tǒng)計排序得到的幅值結果，R為信號重構的結果，R(k)位于勵磁正半周期時，取i=0;R(k)位于勵磁負半周期時，取i=1。信號重構結果序列R中的每點對應半勵磁周期平穩(wěn)態(tài)的信號大小。信號重構后即可再通過梳狀帶通濾波器濾除其他噪聲。綜上所述，基于統(tǒng)計分析與信號重構的漿液信號處理流程為 :幅值解調 Ⅰ→統(tǒng)計分析 →信號重構 →梳狀帶通濾波 →幅值解調 Ⅱ→電流修正 →滑動均值濾波 →流量轉換。其中，幅值解調 I是直接計算系統(tǒng)采集進來的傳感器信號的每勵磁半周期的信號幅值 ;幅值解調 Ⅱ是求取信號重構與梳狀帶通濾波后信號每勵磁半周期的信號幅值 ;然后，將其與勵磁電流相除得到電流修正結果，并進行滑動均值濾波和流量轉換得到測量輸出的流量值。

   3． 2軟件實現(xiàn)

    軟件設計采用模塊化設計方案，將完成特定功能或類似功能的子程序組合成功能模塊，主要功能模塊有 :初始化模塊、驅動模塊、數(shù)據(jù)處理模塊、通訊模塊、人機接口模塊、看門狗模塊等，由主程序統(tǒng)一調用和協(xié)調各模塊正常有序工作。

初始化模塊負責系統(tǒng)內 F2812、過程參數(shù)變量及各外設初始工作狀態(tài)的初始化。系統(tǒng)將軟件程序下載至內部 Flash中，并在系統(tǒng)初始化時將調用頻繁的子程序從 Flash中拷貝到內部 RAM中運行以提高程序執(zhí)行效率。外設初始化主要包括系統(tǒng)中各模塊的工作狀態(tài)的初始化，如采集模塊 ADC的同步啟動、偏置調整的初始輸出及驅動、通訊的初始化等。

驅動模塊主要為勵磁控制，由 F2812結合時序邏輯電路實現(xiàn)。單頻勵磁時，勵磁控制僅由 GP Timer4控制 ;雙頻勵磁時，勵磁控制由定時器 GP Timer3和 GP Timer4控制。系統(tǒng)初始化后，插入相應定時器啟動程序即可進行勵磁控制，而無需 CPU干預。

數(shù)據(jù)處理模塊主要包括數(shù)據(jù)采集、流量計算和偏置調整三個子模塊。數(shù)據(jù)采集通過捕獲中斷 ( CAP1)通知 CPU讀取數(shù)據(jù)，由 GPIOA8 /9模擬 SPI功能來同步讀取傳感器信號和勵磁電流的轉換結果。偏置調整則通過設置上下門限，當信號最大幅值超過上門限或其最小幅值低于下門限時，則計算偏置調整量并由 SPI控制偏置調整電路 DAC輸出將其基準拉回至 0。流量計算則采用

3． 1節(jié)所述基于統(tǒng)計分析與信號重構的漿液信號處理流程。通訊模塊采用 SCI接收中斷方式監(jiān)聽上位機控制指令，在與上位機數(shù)據(jù)交互中采用 FIFO模塊進行數(shù)據(jù)信息批量處理，并根據(jù)上位機指令動態(tài)調整 FIFO級數(shù)以提高系統(tǒng)自身通訊效率。SCI通訊波特率由上位機設定，系統(tǒng)中 F2812采用自動偵測的方式設置波特率。

人機接口模塊用于液晶刷新、顯示切換及參數(shù)修改等;看門狗模塊為防止系統(tǒng) “死機 ”，系統(tǒng)啟用 F2812內部自帶的看門狗模塊。

主監(jiān)控程序是整個軟件系統(tǒng)的總調度程序，控制著程序的有序運行。系統(tǒng)上電或復位后，主程序先調用各模塊初始化子程序，進而啟動勵磁控制，繼而同步 ADC

工作，然后進入數(shù)據(jù)處理循環(huán)操作。主監(jiān)控程序流程圖如圖 5所示。

圖 5主監(jiān)控程序流程圖Fig． 5 Flow chart of the main program 

   4實驗結果

   為了考核研制的漿液型電磁流量計的測量精度和漿液測量性能，在重慶川儀自動化股份有限公司流量儀表分公司分別進行了水流量標定實驗和漿液測量實驗。 

   1)水流量標定結果

   水流量標定采用標準表法，標準表精度為0． 2級，標定線口徑分別為 100 mm、50 mm、25 mm。系統(tǒng)勵磁方式為 25 Hz方波勵磁，信號采樣率為 4 800 Hz。水流量標定中，由上位機發(fā)送指令同步控制被校表與標準表累計流量的啟停并計時，由串口通訊方式讀取兩表的測量結果。上述各口徑水流量標定實驗結果表明，該漿液型電磁流量計的測量精度優(yōu)于0． 5級。由于電磁流量計的測量結果只與流體的流速有關，而與流體的介質無關，因此，上述水流量標定結果可保證該電磁流量計的漿液測量精度。 

   2)漿液測量結果

   系統(tǒng)的漿液測量實驗在重慶川儀自動化股份有限公司自制的 25 mm口徑的漿液流量測量實驗裝置上進行，同時在該裝置上與當前技術先進的日本東芝漿液型電磁

流量計進行了測量比照實驗。漿液流量測量實驗裝置主要由水槽、泵、管道、兩臺電磁流量計一次儀表、分流閥等組成。其中，兩臺一次儀表串接于主管路中，上游一次儀表接本系統(tǒng)，下游一次儀表接東芝漿液型電磁流量計二次儀表 ;分流閥位于兩臺一次儀表的上游，以通過控制支管路分流流量來實現(xiàn)對主管路流量的控制 ;流過主管路與支管路的漿液流體均直接返回水槽。實驗中，紙漿質量濃度配為實驗裝置所允許的最大濃度 (約為 5% )。為方便比照，實驗時先將流量調至最大，然后調整本系統(tǒng)儀表修正系數(shù)以使兩表測量結果示值一致。由于工業(yè)應用中，漿液測量要求主要為穩(wěn)定測量和快速跟隨，測量結果波動一般要求不超過 ±5%，跟隨時間在 4s以內。因此，本實驗主要考察系統(tǒng)漿液測量的波動率和跟隨響應速度，并與東芝漿液型電磁流量計進行比照。波動率定義為一段時間內測量結果的最大值與最小值之差除以最大值與最小值之和。實驗時依次取 5種紙漿濃度 (依次加水稀釋)，每種濃度下取兩個流量點進行實驗，每組實驗記錄 200 s的測量結果數(shù)據(jù)來計算波動率。漿液測量跟隨響應速度實驗則是在最大濃度、最大流速下采用啟 /停泵的控制方法，記錄系統(tǒng)的跟隨響應時間。

實驗結果表明，本系統(tǒng)漿液測量時穩(wěn)態(tài)波動率在 4%以內，跟隨響應時間在 4s以內，從而具有較好的漿液噪聲抑制能力和較快的動態(tài)跟隨響應速度，滿足實際應用要求，且測量性能與東芝漿液型電磁流量計接近。圖 6和圖 7分別為在最大紙漿濃度、滿流量情況下，系統(tǒng)漿液穩(wěn)態(tài)測量曲線圖和紙漿泵啟-停-啟時系統(tǒng)漿液測量曲線圖。 

   5結論 

   1)采用基于線性電源的高頻方波勵磁控制技術，以 TMS320F2812為核心，研制了漿液型電磁流量計，系統(tǒng)運算能力強且能保證高頻方波勵磁時信號零點穩(wěn)定。研究結果表明，系統(tǒng)能有效用于漿液測量。 2)采用基于統(tǒng)計分析與信號重構的漿液信號處理方法，能夠很好地克服信號中的漿液干擾，并有效抑制工頻干擾、極化漂移等噪聲的影響，實現(xiàn)漿液流量的準確測量。 3)水流量標定實驗結果表明，該漿液型電磁流量計的測量精度優(yōu)于0． 5級，從而保證了其漿液測量精度。紙漿測量實驗結果表明，該漿液型電磁流量計漿液測量穩(wěn)態(tài)波動率小于 4%，動態(tài)跟隨響應時間均在 4s以內，滿足實際工業(yè)應用的要求。
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